null

2021年9月23日木曜日

低周波用LNAの作製

周波数帯域 0.1～1000Hz、ゲイン 60dB、雑音6nV/√Hz の LNA を作製したので紹介します。

本アンプをオシロスコープの前段に配置することで、オペアンプや電源ICなどから出力される微小なノイズ信号を高いS/Nを維持した状態で測定することが可能となります。

外観写真

内部写真

回路は非常にシンプルです。

アナログデバイセズの低雑音ゼロドリフトアンプ ADA4522-2 で 60dB の非反転増幅回路を2セット構成し、その出力信号を抵抗で合成することでアンプで生じるノイズの低減を図っています。1セットのみでは出力雑音が 310uV 程度ですが、2セットをパラで接続することで 240uV 程度に改善されました。

電源は12V入力±5V出力の絶縁型DCDCコンバータを使用しています。そのまま使用すると100kHz程度のスイッチングノイズを大量に輻射します。銅箔テープで6面シールドして磁束成分の漏れを抑え、2次側出力にはフェライトビーズを挿入してノイズをカットしています。この対策によりアンプ出力部において、DCDCコンバータ由来のノイズはほぼ観測できないレベルまで低減できています。

ケースにはタカチの TD型アルミダイキャストボックス TD7-10-3N を使用しました。
堅牢な作りの割にアルミ製で加工しやすく、シールド性能にも優れており気に入りました。

回路図（電源回路除く）

アンプの周波数特性実測値です。
入力端子直近に60dBのアッテネータを挿入し、FGから正弦波を入力して出力振幅をプロットしたものです。
概ね期待通りの特性が得られています。

周波数特性実測値

なお、本評価を行う際には、アッテネータの挿入位置に注意する必要があります。
損失が全く存在しない理想的な同軸ケーブルであれば、アッテネータをどこに挿入しても同じ結果が得られますが、現実の同軸ケーブルには僅かな直流抵抗が存在します。FGからアンプまでの同軸ケーブルに生じるコモンモード電流と、この直流抵抗により生じるノイズ電圧がS/Nの悪化を引き起こします。

アッテネータはアンプ直近に入れる

アッテネータをFG直近に挿入した場合は、アッテネータで減衰された微弱な信号に対して、同軸ケーブルのコモンモード電流に起因するノイズが加算されS/Nが悪化します。
⇒ アンプ入力信号 = (FG出力 / ATT) + コモンモードノイズ

アッテネータをアンプ直近に挿入した場合は、FGの信号とノイズ信号の加算値に対してATTが掛かります。
⇒ アンプ入力信号 = (FG出力 + コモンモードノイズ） / ATT
となり、高いS/Nを維持した状態で微弱信号を入力することが可能となります。

雑音性能についても実測しました。
アンプの入力端子を50Ωで終端し、出力雑音（実効値）をオシロスコープで測定しました。
オシロスコープ自身の雑音を差し引くとアンプ単体の入力換算雑音は 240nVrms 程度でした。入力換算雑音密度に換算すると 240nV / sqrt(1000 * 1.571) = 6.05nV/√Hz となります。

入力終端時の雑音レベル（オシロの垂直感度は+60dBに設定）

オシロ単体でDCオフセットをキャンセルした雑音電圧が測定できないため、波形データからExcelで標準偏差を算出

なお、LTspiceでシミュレーションすると入力換算雑音は251nVとなり、実測値と近い値が得られました。

以下はこのアンプを使用して各種電源の評価を行った例です。

YOKOGAWA 7651 10Vレンジで5V出力時。5.23uVrms。

ハムノイズが若干漏れていますが、非常にローノイズです。

KENWOOD PWR18-2TP 0~8V出力端子から5V出力時。50.14uVrms。
770ms周期で謎のドロップがあります。内部のデジタル処理に起因しているのだろうか・・・

NJM12888F33 出力（300Ω負荷時）。23.15uVrms。

ソフトスタート用コンデンサ接続なし

NJM12888F33 出力（300Ω負荷時）。8.77uVrms。

ソフトスタート用コンデンサ 100nF接続

このコンデンサはバンドギャップリファレンスの平滑を兼ねているため、
コンデンサ接続により出力ノイズの低減が図れるようです。

一台作っておけば何かと役に立ちそうです。
さらに帯域を落とした 0.1～10Hz 版もそのうち作ってみたいと思います。

参考資料

・Ultralow Noise Tester: 9V Battery vs. 7805 vs. LTZ1000 (https://youtu.be/XpbDMo8an5w)

・低ノイズ電圧リファレンスの775ナノボルトのノイズの測定 (https://www.analog.com/media/jp/technical-documentation/application-notes/jan124f.pdf)

(2021-11-23)

抵抗の熱雑音の影響を小さくするため、R2を100Ωに変更、R3を撤去(0Ω)しました。

実力で5nV/√Hzくらいになっています。

(2022-04-30)

Analog Discovery Pro 3250 を入手したので、こちらでも周波数特性とノイズ性能を測定してみました。14bit分解能のADCとDACを搭載しており、ダイナミックレンジを生かした計測ができます。（ADCに関しては、25MS/s未満で動作時にはソフトウェア処理で分解能が16bit相当になるようです）

WaveGenの出力をそのままLNAに入力すると、LNAが飽和してしまうため30dBのアッテネータを挿入して測定しました。WaveGenの出力インピーダンスは50Ωのため、RF用のアッテネータがそのまま使用できます。

ADP3250で計測したLNAの周波数特性

Low:(-3dB) = 0.078Hz

High:(-3dB) = 983Hz

ADP3250で計測したLNAの入力換算雑音

入力側を0Ωで終端している。概ね5nV/√Hz以下となっている。

一方、ADP3250からLNAを取り外して、ADP3250の入力端子を0Ωで終端した状態でノイズを測定したのが以下のスクショ。10Hzより下ではADP3250自身のノイズが大きいため測定精度は悪化してしまう。

ADP3250の入力端子を0Ω終端して自身のノイズを測定。

LNAのノイズを見るときには、このノイズを差し引く必要がある。

（CH1のAttenuation が x0.001 となっていることに注意。ADP3250端での入力換算雑音は1000倍となる）

おわり

2021年8月8日日曜日

TDR測定治具の作製（続編）

これは2013年に書いた以下の記事の続編です。
伝送線路の特性インピーダンスの測定　その2(簡易TDR法)

ヤフオクでアナログ帯域4GHzのオシロ（Tektronix TDS7404B）を安価に落札できたため、これを活かすべく過去に作ったTDR治具の性能向上を行いました。前作はユニバーサル基板にリード部品を配置して、信号を取り出す端子も適当に処理していました。

今回はより高周波的センス（？）を反映して、接続部はSMA端子としました。また、表面実装部品を採用することで浮遊インピーダンスを小さくし、測定品質の向上を図りました。

↑2013年頃に作った基板

↑今回作った基板

基板は2層1.6mm厚で、中央にGNDプレーン付きコプレーナ導波路（50Ω）を配線したものを使用しました。電源のインピーダンスを極力小さくするため、レジストの上から銅箔テープを貼ってVccプレーンとし、下層のGNDプレーンとパスコンを形成しています。この銅箔面積で100pF程度の静電容量が得られました。さらに、低周波領域でのインピーダンスを下げるために追加のパスコンを多数配置しています。

アッテネータとディバイダには1005Mサイズの抵抗を使用して極力密に実装します。

回路図は以下のようになっています。

ワンゲートロジックのシュミットトリガインバータで矩形波の発振を行い、バッファ用のインバータを経由して抵抗パワーディバイダに接続されています。バッファ用インバータを無くして発振用インバータで直接アッテネータを駆動しても良いと思います。

DUTとMONITOR端子は50Ωで整合されており、50Ω終端可能なオシロに直結して使用できます。

↑回路図

NC7SZ14の電源電圧定格は1.65～5.5Vですが、電圧を高くするほどtr/tfが高速になります。つられてオーバーシュートも大きくなるため3.3～5.0Vくらいの範囲で使うのが良さそうです。
以下にMONITOR端子から出力される波形を示します。
DUT端子は50Ωで終端、オシロの入力インピーダンスは50Ω、アナログ帯域4GHzでの測定です。
Vcc = 5.0V時には10%程度のオーバーシュートが生じますが、割ときれいな立ち上がり波形です。オーバーシュートを無くすためにICの電源ピンのパスコンを色々変えてみたりアッテネータ定数を変えてみましたが劇的な改善は得られませんでした。-3dB帯域が5GHz程度の低インピーダンスプローブを使用し、IC出力端で測定しても同様のオーバーシュートが生じていたため、NC7SZ14の限界のような気がします。

↑Vcc = 3.3V時の立ち上がり特性

↑Vcc = 5.0V時の立ち上がり特性

↑オシロとの接続状態

DUT端子に物理長315mm（SMAコネクタ含む）の同軸ケーブルを接続し、終端状態を変えると以下のような波形がMONITOR端子から観測できます。
光速で信号が反射すれば (0.315*2) / (3*10^8) = 2.1ns 程度かかりますが、実測では3.2ns程度かかっているので波長短縮率が65%程度と計算できます。

50Ωで終端すると反射がきれいに消えており、同軸ケーブルの特性インピーダンスが50Ωであることも確認できます。

↑終端短絡

↑終端開放

↑終端50Ω

2013年に作った治具では立上り時間が遅く、また高速なオシロも所有していなかったため、このような短いケーブルのインピーダンス測定は困難でした。

今作では100mm程度から測定可能なため、基板上の伝送路のインピーダンス測定などにも活用できるかと思います。

Rise timeが100ps未満でオーバーシュートが小さいパルス源を用意すればさらなる性能向上（距離分解能の向上）が可能になります。

より優れたICが入手できれば追加で評価してみようと思います。

-------

以下はALLPCBで製造した1.6mm厚FR-4基板のインピーダンス測定結果です。上記315mmの同軸ケーブルの先にテストクーポンを接続し、50Ω終端にしています。

カーソルで囲まれた領域がDUTの伝送路区間です。

この部分の電圧値を50Ω終端時の電圧値と比較することでインピーダンスを算出できます。

DUTの代わりに50Ω終端を取り付けると観測される電圧値は251.89mVでした。

例えばDUT Bでは伝送路区間で247.03mVになっています。

オシロの終端により反射波の振幅が1/2に低減（反射係数Γも1/2のように見える）するため実際の反射電圧は242.17mVとなります。

これより反射係数Γ = (242.17-251.89)/251.89 = -0.03858と求まります。

インピーダンスは、Zdut = Zo*(1+Γ)/(1-Γ) = 50*(1-0.03858)/(1+0.03858) = 46.28Ωとなります。

DUT Bの設計値は46.3Ωなのでほぼ設計値の値が得られています。

この試作では、W=1.27mm S=0.25mmで設計したGNDプレーン付きコプレーナ導波路（DUT A）が最も50Ωに近い特性となりました。

ただし、SMAコネクタ接続部分でインピーダンスが低下しているため、SMAコネクタのフットプリントは改善の余地ありです。

例えばセンターピンのフットプリント周辺のみSを大きくするなどの方法が考えられます。

↑DUT（インピーダンス測定用テストクーポン）

↑KiCadに付属するPCB Calculatorでの計算値

↑DUT A（設計値50Ω、実測値49.22Ω）

↑DUT B（設計値46.3Ω、実測値46.28Ω）

↑DUT C（設計値52.2Ω、実測値50.73Ω）

↑DUT D（設計値50Ω、実測値47.22Ω）

■参考資料

・ Tiny TDR | Hackaday.io (https://hackaday.io/project/164165-tiny-tdr)

・アナログ・センスで正しい電子回路計測 (https://shop.cqpub.co.jp/hanbai/books/42/42031.html)

-------
2021/8/9追試：

パルスがLow→Highに遷移する際には、NC7SZ14のPin5(Vcc)とPin4(Y)が導通するわけですが、よりインピーダンスの低いGNDプレーンに直接Pin5を接続したほうが特性が改善するのでは？と思い実験してみました。
Pin5をGNDプレーンに接続するため、Pin3はには負の電圧を供給してやる必要があります。
また、バッファ用のインバータを外して発振用インバータの信号を直接アッテネータに入力してパルスを取り出してみましたが、スルーレートの低下はなく十分な立ち上がり時間が得られています。

↑NC7SZ14のピン配置

↑回路図

↑部品実装の様子

↑Vcc = -5.0V時の立ち上がり波形

正電圧版と比較すると、

・立ち上がり時間：247ps → 227ps

・オーバーシュート：10.2% → 7.8%

と若干の改善が見られました。

数を見てるわけではないのでICの特性ばらつきの可能性もありますが・・・。

インバータを1段にしたことで立ち上がり前のフロアの揺れが消えています。

なかなか良い感じだと思います。

市販されているTDR測定用のパルス源には更に高性能なものが存在します。

例えば PICOTEST社の J2151A PerfectPulse® Fast Edge Signal Generator など。

立ち上がり時間が 32ps でオーバーシュートの発生が生じないことを謳い文句にしています。

この製品も出力電圧が0 ~ -500mVとなっており、内部で負電源を生成しているようです。どのような構成になっているのか気になりますね・・・。

比較的安価に高速なパルスを得る方法としては、10Gbps SFP+用のレーザドライバICを使うというものがあります。MAX3798はレーザ変調用信号に 26ps (typ) という非常に高速なtr/tfを実現しており、これを活用してTDR sampler/pulse generatorを構築するプロジェクトがHackaday.ioに投稿されています。なかなか興味深いのでぜひ覗いてみてください。

～おわり～

2020年10月21日水曜日

JB23Wジムニー　ヘッドカバーガスケット交換＆結晶塗装

以前からオイル滲みが日に日に拡大していた愛車のジムニーですが、今回まとまった時間が取れたのでヘッドカバー（タペットカバー？）ガスケットの交換を行いました。

また、良い機会なので外したヘッドカバーの結晶塗装にもチャレンジしてみました。

~~~~

まずは交換前の状態です。

PCVバルブとフィラーキャップの周囲の滲みが目立ちます。プラグホール内へのオイル漏れは無いので、周囲のガスケットがヘタれているんだと思います。

↑PCVバルブ周辺

↑フィラー周辺1

↑フィラー周辺2

とりあえずヘッドカバーを取り外します。8mm　6本で止まっています。

カバー側にスラッジがこびりついていますが、エンジン側はまぁまぁ綺麗です。肝心のガスケットですが、硬化しているもののひび割れ等はありませんでした。

↑エンジン側はまぁまぁ綺麗

↑カバー側はスラッジがこびり付いている。中性洗剤と真鍮ブラシで簡単に落ちる。

外したヘッドカバーは、台所用洗剤とワイヤーブラシでゴシゴシ洗いました。良く乾かして水分を飛ばしたあと、パーツクリーナで脱脂しました。塗装前にネジ穴やガスケットの当たり面などをマスキングしておきます。

結晶塗料と焼付乾燥用のヒートガン、交換用ガスケットなどはまとめてAmazonで購入しました。

塗装は2回に分けて行いました。初回は表面が見えなくなる程度に薄く全体に吹きかけて少し放置します。表面が乾く前に2回目を塗ります。一気に垂れる程度まで塗りましたが、淵の部分に塗料が溜まって厚くなりすぎるため、垂れる直前でやめておいたほうが良さそうです。（乾燥後にブヨブヨした仕上がりになる）

また、塗装中に吹き出しノズルが2回ほど詰まってやや焦りました。塗装開始前に十分に缶を振っておくのに加えて、塗装中も手元にパーツクリーナを用意しておくと安心だと思います。

以下は乾燥前の状態です。かなりの厚塗りで垂れまくっているのがお分かりいただけるでしょうか（笑）

↑超厚塗り（垂れまくっています・・・）

↑BBQ用の網に載せましたが、網と接している部分に塗料が貯まるため、内部から浮かせて直接網に触れないようにしておいたほうが良さそうです。

塗装してから5～10分ほど置いてから120℃で予熱しておいた乾燥炉へ入れるのが推奨されていますが、自作の乾燥炉の能力を考慮してすぐに乾燥工程に入りました。

乾燥炉は、Amazonのダンボールに給排気の穴を開けてヒートガンのノズルを差し込んだだけの簡易的なものです。ヒートガンに温度調節機能が付いているため、熱電対の測定値を見ながら途中で調整を掛けます。箱の内部温度が120℃まで上昇したらそのまま120～130℃の温度を保ちながら25分ほど乾燥させました。